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電網(wǎng)畸變條件下有源電力濾波器控制技術(shù)研究
張桂紅 (武漢交通職業(yè)學(xué)院，武漢430065)
摘 要：基于電網(wǎng)畸變條件下傳統控制方案造成有源電力濾波器諧波補償效果不佳的問(wèn)題，提出了一種改進(jìn)的控制方案，該方案主要由改進(jìn)同步鎖相環(huán)（SRF-PLL)、改進(jìn)諧波檢測方法和自適應諧振電流控制器組成。改進(jìn)的同步鎖相環(huán)(SRF-PLL)利用滑動(dòng)平均濾波器準確提取畸變電網(wǎng)電壓基波正序分量，實(shí)現了SRF-PLL無(wú)靜差、高精度的跟蹤電網(wǎng)相位；改進(jìn)的檢測諧波方法采用滑動(dòng)平均濾波器代替低通濾波器進(jìn)行直流量提取,克服了傳統檢測法因低通濾波器導致實(shí)時(shí)動(dòng)態(tài)性不強的缺陷；采用PI+V PI(矢量比例積分）電流控制方案，實(shí)現了有源電力濾波器在電網(wǎng)畸變條件下優(yōu)異的電流控制性能，建立了一個(gè)5kVA三相有源電力濾波器實(shí)驗平臺，驗證了本文提出控制策略的優(yōu)越性。 關(guān)鍵詞：有源電力濾波器；滑動(dòng)平均濾波器(MAF)；同步鎖相環(huán)；諧波檢測；諧振控制
0 引言
大量非線(xiàn)性負載接人電網(wǎng)會(huì )造成電能質(zhì)量污染，諸如系統效率不高、功率因數低、電壓、電流的諧波大等，影響到電網(wǎng)的正常運行，目前主要采用有源電力濾波器來(lái)補償電網(wǎng)的諧波和無(wú)功功率。 目前對有源電力濾波器(active power, APF)的控制研究大都基于電網(wǎng)理想條件下進(jìn)行開(kāi)展的，在實(shí)際中，電網(wǎng)存在相位不平衡、電壓諧波、頻率偏差等現象，這都會(huì )影響APF的性能，因此，有必要開(kāi)展電網(wǎng)畸變條件下的有源電力濾波器控制研究。有源電力濾波器的原理是根據鎖相環(huán)測量的電網(wǎng)電壓相位，利用測量算法獲得電網(wǎng)電流，獲得需要補償的電流參考值，然后利用電流控制策略生成控制信號控制有源電力濾波器進(jìn)行諧波補償。因此,有源電力濾波器的性能主要取決于三個(gè)方面，一是準確檢測非理想電網(wǎng)的頻率和相位，保證后續運算和補償的相位準確性；二是準確檢測電網(wǎng)電流，準確生成需要補償的電流參考值；三是采取先進(jìn)的控制算法，使得實(shí)際補償電流準確跟蹤補償電流參考值。 在電網(wǎng)的頻率和相位檢測方面，同步旋轉鎖相環(huán)(SRF-PLL)檢測電網(wǎng)的頻率和相位時(shí)魯棒性較好，但是在電網(wǎng)電壓諧波較大、相位不平衡和頻率脈動(dòng)的條件下，這種方法抵抗干擾的性能較差。在諧波檢測方面，傳統基于瞬時(shí)無(wú)功功率原理的ip-iq,檢測法在低通濾波器存在，導致補償的實(shí)時(shí)性、動(dòng)態(tài)性不強，諧波檢測與補償精度不夠。在電流控制算法方面，不僅要考慮電網(wǎng)畸變對有源電力濾波器電流補償的影響，還需要考慮對同步鎖相環(huán)(SRF-PLL)的影響。 本文提出了一種電網(wǎng)畸變條件下的有源電力濾波器控制結構，基于滑動(dòng)平均濾波器的改進(jìn)SRF-PLL，有效降低在電網(wǎng)畸變條件下對電網(wǎng)頻率和相位的鎖相誤差，基于滑動(dòng)濾波器的在線(xiàn)諧波檢測方法，去除低通濾波器，克服了ip-iq檢測法中由于低通濾波器特性導致的動(dòng)態(tài)性能不強和檢測精度不好的問(wèn)題，具有較好的動(dòng)態(tài)性能和檢測精度，采用了PI+VPI頻率自適應選擇性諧波電流控制策略，能夠在電網(wǎng)非理想條件下保持較好性能，最后，搭建了5kVA三相電壓型APF來(lái)對提出的控制策略進(jìn)行了實(shí)驗驗證。 1 改進(jìn)的同步鎖相環(huán)SRF-PLL研究
根據電氣系統的實(shí)際應用需求,有源電力濾波器的拓撲結構分為：串聯(lián)型、并聯(lián)型、串并聯(lián)相結合3種類(lèi)型，這3種類(lèi)型也可以和無(wú)源濾波器相結合形成混合式濾波器，本文研究的APF采用并聯(lián)型結構，其拓撲結構如圖1所示。
圖1 并聯(lián)型有源電力濾波器結構圖
1.1 電網(wǎng)畸變時(shí)對SRF-PLL的影響
三相無(wú)中線(xiàn)電網(wǎng)中，偶次諧波、3次及其倍數次諧波分量為零，因此，電網(wǎng)畸變條件下的電網(wǎng)電壓可以表示為
式中：θg為電網(wǎng)相位；U1為基波分量峰值；Uh為h次諧波分量峰值，其中h = 6n±1，n = 1,2,3…。 SRF-PLL鎖相環(huán)的原理如圖2所示，其中d為擾動(dòng)信號,GPLL(s)為PI控制器。
圖2 SRF-PLL控制原理圖
SRF-PLL鎖相環(huán)主要原理:將電網(wǎng)電壓從三相abc靜止坐標系變換到兩相dq同步旋轉坐標系，通過(guò)閉環(huán)控制調節q軸電壓為零，就可以檢測電網(wǎng)的相位和頻率。 根據圖2可知，式（1)中三相電壓經(jīng)過(guò)Park變 換后為
式(2)中，θg為圖2鎖相環(huán)輸出的電網(wǎng)相位，那么q軸電壓為
SRF-PLL閉環(huán)控制令uq=1，那么根據式⑶可以求得電網(wǎng)相位的估計值為
從式(3)可以看出，經(jīng)過(guò)變換，三相靜止坐相旋轉坐標系中變?yōu)椋?i>h=6n次諧波，該諧波將導致式(4)檢測的電網(wǎng)相位與實(shí) 際電網(wǎng)相位之間出現誤差。 1.2 基于滑動(dòng)平均濾波器的改進(jìn)SRF-PLLN階滑動(dòng)平均濾波器（moving average filter，MAF)頻率響應為
式中:ω=2πfTs=2πf/fs, fs=1/Ts, fs為采樣頻率；Ts為采樣周期。
設fs=10 kHz, N=200,求得MAF截止頻率為f=22.60 Hz，設計截止頻率為22.60 Hz低通濾波器，二者的幅頻特性對比如圖3所示。
圖3 MAF和低通濾波器幅頻響應對比
從前面分析可知，三相靜止坐標系下h=6n±1次諧波在兩相旋轉坐標系中變?yōu)?i>h=6n次諧波。由圖3可見(jiàn)，MAF在基波整數倍處增益為零，也就是說(shuō)，對基波整數倍諧波具有非常強的衰減能力，當電網(wǎng)畸變造成諧波過(guò)大時(shí)，MAF能夠精確地提取基波分量。 因此，改進(jìn)后的SRF-PLL控制原理圖如圖4所示，與圖2傳統SRF-PLL相比，增加了滑動(dòng)濾波器來(lái)消除非基波分量的諧波，從而使得式(4)的檢測結果θg≈θg。
圖4 改進(jìn)的SRF-PLL控制原理圖 2 改進(jìn)的諧波檢測方法研究
2.1 傳統諧波檢測方法
傳統采用瞬時(shí)無(wú)功功率理論的ip-iq諧波檢測方法如圖5所示，該檢測方法中用到了低通濾波器，低通濾波器決定了該諧波檢測方法的檢測精度和動(dòng)態(tài)性能都會(huì )受到影響，獲得優(yōu)異動(dòng)態(tài)性能，就需犧牲檢測精度為代價(jià)，反之亦然。
圖5 諧波檢測算法 2.2 新型諧波檢測方法
基于瞬時(shí)無(wú)功功率理論的諧波檢測方法不能兼顧動(dòng)態(tài)特性和檢測精度。實(shí)際上，電網(wǎng)電流包含基波和諧波成分，經(jīng)過(guò)Park變換后，只有基波變成了直流量ip、iq，其他成分均為交流量，而一個(gè)周期內交流分量的平均值為零，因此，同樣可以采取1.2節中的滑動(dòng)平均濾波器代替圖5傳統檢測方法中的低通濾波器來(lái)求直流分量i1p、i1q，新型諧波檢測方法如圖6所示。
圖6 改進(jìn)的諧波檢測算法
從圖3可以看出滑動(dòng)平均濾波本質(zhì)上為一個(gè)低通濾波器，在低頻域，與低通濾波器相同,在高頻域，其幅頻特性以工頻為周期波動(dòng)，且在工頻的整數倍處增益為0,從而能夠很好地濾除基波整數倍的諧波，獲得精確直流分量，提高了諧波豐喉的精度。 3 PI-VPI電流控制方案研究
從前文的分析可知，三相無(wú)中線(xiàn)電網(wǎng)在畸變條件下，電網(wǎng)電流在三相靜止坐標系下含有h=6n±1次諧波，變換到兩相旋轉坐標系中為h=6n次諧波，那么就需要控制補償電流無(wú)靜差跟蹤指令電流，目前在高次諧波控制方面比例諧振控制器應用比較廣泛，但是存在控制頻帶過(guò)窄，動(dòng)態(tài)響應不佳的缺 點(diǎn)，尤其在電網(wǎng)畸變條件下可能導致APF無(wú)法正確補償，甚至注人不正確的電流會(huì )進(jìn)一步導致電網(wǎng)畸變。 本文采用了一種PI-VH電流控制方案，使得APF在電網(wǎng)畸變情況下能夠保持優(yōu)良的性能，控制系統由電壓外環(huán)與電流內環(huán)組成，電壓外環(huán)采用PI控制保證直流電壓穩定，電流內環(huán)采用PI-VPI控制保證補償電流無(wú)靜差跟蹤補償電流指令值。PI-VPI電流控制器的傳遞函數為
式中：Kp1、Kp1分別為PI控制的比例系數和積分系數；Kph、Kph分別為諧振控制的比例系數和諧振系數；h為諧波次數；ωg為基波角頻率。 由于dq變換，諧波分量變換在dq坐標系中為h=6n次諧波。因此，可以在dq坐標系中調諧加次諧波，達到調諧abc靜止坐標系中h=6n±1次諧波電流的目的。取Kp1=Kph=0.5, Ki1= Krh=50可得PI-VPI控制器的bode圖如圖7所示。
圖7 PI-VPI控制開(kāi)環(huán)
由圖7知，在頻率6n的ωg諧波也即300、600、900、1200 Hz和1500 Hz處時(shí)，PI-VPI控制器諧振增益無(wú)窮大，從而保證了在該處及其邊頻帶處的諧波能夠得到有效的調諧，保證補償諧波零誤差跟蹤補償指令。 4 實(shí)驗研究
圖8為系統整體原理框圖，主要包括改進(jìn)SRF-PLL鎖相、改進(jìn)諧波檢測、直流母線(xiàn)電壓外環(huán)控制和H-VPI電流內環(huán)控制。
圖8 APF控制結構
系統實(shí)驗樣機主要參數如下:電網(wǎng)電壓為380 V，電網(wǎng)頻率為50 Hz，帶整流型負載，直流電壓udc=900 V,實(shí)驗檢測方案對三相全橋整流負載所產(chǎn)生的abc靜止坐標系中的6n±1次諧波進(jìn)行設計試驗波形如圖9-10所示。 由圖9可知，電網(wǎng)畸變時(shí)，傳統SRF-PLL鎖相 精度較差，誤差高達9°，改進(jìn)的SRF-PLL具有很好 的檢測精度,鎖相誤差小于1°;圖10(a)為采用傳統 諧波檢測方法的實(shí)驗波形，自上而下分別為電網(wǎng)電 流波形和APF輸出電流波形。10(b)為采用新型諧波檢測方法的實(shí)驗波形，自上而下分別為電網(wǎng)電流波形、負載電流波形和APF輸出電流波形，可以看出，新型補償后，電流波形比較光滑，諧波補償效果好。
圖9 電網(wǎng)電壓畸變時(shí)SRF-PLL實(shí)驗波形
圖10 兩種控制算法下電流的變化曲線(xiàn)
對a相負載電流、PI控制和H+VPI控制電網(wǎng)電流進(jìn)行傅里葉分析的結果見(jiàn)表1，其中負載電流的THD為26.35%，PI控制電網(wǎng)電流的THD為5.24%，PI+VPI控制電網(wǎng)電流THD為4.16%,可見(jiàn)H+VPI控制具有較好的實(shí)時(shí)補償效果。 表1 負載電流、PI控制和PI+VPI控制電網(wǎng)電流傅里葉分析
5 結束語(yǔ)
本文提出一種新的有源電力濾波器的控制技術(shù)，主要由改進(jìn)SRF-PLL鎖相技術(shù)、改進(jìn)諧波檢測技術(shù)和PI-VPI電流控制策略組成。在電網(wǎng)畸變條件下，該控制策略能夠精準地檢測電網(wǎng)真實(shí)相位及其需要補償的諧波，而且PI+VPI控制器在6n倍基波頻率處諧振增益無(wú)窮大，保證了補償電流無(wú)靜差跟蹤指令電流。最后，通過(guò)實(shí)驗證明了在電網(wǎng)畸變條件下本文提出的方法優(yōu)于其他方案，補償后的電網(wǎng)電流THD約為4.16%。 |
