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《相控開(kāi)關(guān)技術(shù)基波參考信號提取》
盛曉云1,李孝尊1,劉軍2,李紅梅3,張恒果3 (1.安徽華電工程咨詢(xún)設計有限公司，安徽 合肥 230022；2.國網(wǎng)安徽省電力公司，安徽 合肥 230061；3.合肥工業(yè)大學(xué)，安徽 合肥 230009)
摘要:基于自適應陷波器技術(shù)實(shí)現輸入信號的基波分量提取和頻率估計,并鑒于其諧波抑制能力不足的問(wèn)題,設計前置無(wú)限沖激響應濾波器,實(shí)現在輸入信號畸變的情況下基波參考信號的準確提取及基波頻率的自適應估計。最后,通過(guò) DSPACE快速控制原型系統驗證了該方案的有效性。 關(guān)鍵詞:相控開(kāi)關(guān)技術(shù);基波參考信號提取;自適應陷波器
0 引言 我國中、低壓配電網(wǎng)普遍采用并聯(lián)電容器組實(shí)現系統無(wú)功補償,但傳統電容器組投切時(shí)引起的涌流和過(guò)電壓暫態(tài)過(guò)程,會(huì )對電容器、斷路器等電力設備造成危害。應用相控開(kāi)關(guān)技術(shù)能有效削弱暫態(tài)過(guò)程,但效果依賴(lài)于斷路器在最佳相位角分合閘的準確度。這主要受斷路器的機械特性、介質(zhì)絕緣特性和控制系統精度的影響,其中基波參考信號提取是影響控制系統精度的重要因素。 基波參考信號的準確提取是實(shí)現相控開(kāi)關(guān)技術(shù)的前提,通?？稍谙噜弮蓚€(gè)異號的采樣數據間進(jìn)行線(xiàn)性插值來(lái)獲得參考信號零點(diǎn),但存在較大的誤差。文獻[3-4]采用交越零點(diǎn)相位差算法提取信號相位和周期,在保證運算速度的基礎上提高了運算精度,但不足是輸入信號要有較高的信噪比。為了消除諧波及噪聲的影響,通常設計FIR數字濾波器對原始信號進(jìn)行濾波處理,以提取出基波參考信號,進(jìn)而采用線(xiàn)性插值方法獲得參考信號零點(diǎn),但高階FIR濾波器的使用增加了算法計算時(shí)間,且本身無(wú)法完成基波頻率的估計。 基于FFT算法的信號頻率和相位估計,不僅能從采樣信號中抽取基波分量,而且具有算法抗干擾能力強的特點(diǎn),但FT本身受信號采樣頻率影響較大,需采用同步采樣法來(lái)保證對基波信號的整周期采樣以避免相位估計誤差7。針對基于FFT的相位估計算法對信號頻率敏感及頻率檢測不準確導致的同步采樣困難問(wèn)題,文獻[8]提出基于 Hilbert變換計算信號瞬時(shí)頻率和相位的方案。該方案能取得較好的估計精度,但要求采樣信號有較高的信噪比,且運算時(shí)間較長(cháng)。 為此,本文簡(jiǎn)介了相控開(kāi)關(guān)并聯(lián)電容器組的控制策略,提出了基波參考信號準確提取方案,即設計前置IIR峰值濾波器以減小輸入信號諧波的影響,再匹配設計自適應陷波器( Adaptive Notch Filter,ANF)實(shí)現基波參考信號提取及信號頻率的準確估計。 1相控開(kāi)關(guān)并聯(lián)電容器組的控制策略 相控開(kāi)關(guān)并聯(lián)電容器組的系統框圖如圖1所示。系統由相控開(kāi)關(guān)控制器、永磁操動(dòng)機構、控制電源等組成控制器實(shí)時(shí)采樣電網(wǎng)電壓和電流信息,提取出相應的基波參考信號,并根據斷路器當前環(huán)境因素和操作歷史,計算獲得分合閘指令所需的延遲時(shí)間;再通過(guò)定時(shí)器中斷發(fā)送觸發(fā)信號,驅動(dòng)控制永磁操動(dòng)機構完成斷路器分合閘操作。
圖1 相控開(kāi)關(guān)并聯(lián)電容器組系統框圖
以斷路器合閘操作為例,相控開(kāi)關(guān)并聯(lián)電容器組的控制時(shí)序如圖2所示?？刂破鲗?shí)時(shí)檢測電網(wǎng)電壓以獲得基波參考信號,在t0時(shí)刻收到合間指令后,以指令前參考信號零點(diǎn)為參考零點(diǎn),根據預測的斷路器動(dòng)作合闡時(shí)間Tcl和最佳合閘時(shí)間Tφ
式中,f為電網(wǎng)電壓基波頻率；TZ0為合閘指令距參考零點(diǎn)的時(shí)間;Tcal為控制器算法執行時(shí)間；mod表示取余數運算;n為保證Td>0的最小整數。
圖2 相控開(kāi)關(guān)并聯(lián)電容器組控制時(shí)序圖
2 基波參考信號提取與頻率估計 通常,采樣得到的電網(wǎng)電壓、電流信號包含基波分量及各次諧波分量。為降低諸波對基波參考信號估計誤差的影響,在提取基波信號前設計前置IR峰值濾波器,以衰減輸入信號中存在的諧波分量,如圖3所示。 采用的二階IR峰值濾波器的傳遞函數為:
圖3 基波參考信號提取與頻率估計算法框圖
式中,為濾波器中心頻率;△v為濾波器帶寬角頻率; 鑒于IR峰值濾波器系數與αb有關(guān),電網(wǎng)頻率變化將影響IR峰值濾波器性能,因此本文根據ANF輸出基波角頻率估計值動(dòng)態(tài)修正該系數,確保電網(wǎng)頻率變化時(shí)濾波器濾波性能。ANF具有自適應的結構,本文基于ANF提取輸入信號中包含的基波分量,且實(shí)現對基波頻率的跟蹤控制,采用的ANF可由以下微分方程組描述：
式中,x為狀態(tài)變量;zn()為輸入信號;0為基波角頻率估計值;e()為輸入信號與提取出的基波信號之間的差值;和了為待設計的正實(shí)參數。
ANF算法結構框圖如圖4所示。ANF算法包含頻率檢測和基波提取兩部分,γ
圖4 ANF算法結構框圖
若輸入信號為單相正弦信號
其中,A0、φ0
由此可知,ANF可實(shí)現對基波信號及其頻率的在線(xiàn)估計。
3 試驗測試 如圖5所示,本文基于 DSPACE快速控制原型系統驗證提出的基于ANF的基波參考信號提取方案的可行性利用可編程交流電壓源生成單相電壓測試信號,再基于DSPACE1007平臺實(shí)現該方案的核心算法。ANF及前置IR峰值濾波器參數設置見(jiàn)表1所示,其中ANF頻率檢測單元積分器初始條件設置為250rad/s,其余積分器初始條件均設置為0。
圖5 DSPACE快速控制原型系統圖
表1 關(guān)鍵參數
為評估本文提出的基波參考信號提取方案的穩態(tài)性能,設定輸入電壓基波有效值和頻率分別為110V和50Hz,輸人電壓中各次諧波分量見(jiàn)表2。圖6為該方案的穩態(tài)試驗波形,虛線(xiàn)部分為輸入電壓信號u,實(shí)線(xiàn)部分為其基波參考信號估計值uf,通過(guò)設置不同縱坐標標度來(lái)防止曲線(xiàn)重合。經(jīng)測試, u和uf的總諧波畸變率(THD)分別為11.25%和0.63%。
表2 輸入電壓信號諧波含量
圖6 輸入信號含諧波情況下的基波參考信號提取圖
由圖6可知,在輸入電壓信號含有較大諧波情況下,該方案能實(shí)現基波參考信號的準確提取。 圖7為輸入電壓信號基波幅值負向階躍變化時(shí)的基波參考信號提取和頻率估計的實(shí)測波形,基波頻率為50Hz,0.18時(shí)設定輸入電壓信號基波有效值由110V降至55V,各諧波含量仍見(jiàn)表2。
圖7 輸入信號基波幅值突變時(shí)的基波參考信號提取與頻率估計圖
由圖7可知,基波幅值負向階躍變化后,估計的參考信號幅值經(jīng)3個(gè)基波周期后跟蹤上實(shí)際值,頻率估計值在0.17s后達到穩態(tài)。另外,穩態(tài)時(shí)信號基波頻率能實(shí)現準確估計,在表2所示輸入信號條件下,頻率估計誤差為士0.05Hz。 為驗證該方案在輸入信號基波頻率突變情況下的動(dòng)態(tài)性能,設定基波頻率由50Hz突變?yōu)?span>51Hz,基波有效值為110V,設定頻率突變時(shí)刻為0.09,波形如圖8所示。 由圖8可知,基波頻率變化不影響提取的基波參考信號幅值,基波頻率估計值在0.12s后達到新的穩態(tài)(51Hz),穩態(tài)頻率估計誤差為士0.05Hz。 4結語(yǔ) 參考信號的準確提取是實(shí)現并聯(lián)電容器組相控投切的關(guān)鍵,本文提出了集成自適應陷波器與前置IR濾波器的參考信號準確提取方案,并完成了該方案的試驗測試。測
圖8 輸入信號基波頻率突變時(shí)的基波參考信號提取與頻率估計圖
試結果表明，該方案能在輸入信號畸變的情況下準確提取出其基波參考信號，實(shí)現頻率的自適應跟蹤，而且具有結構簡(jiǎn)單和計算量小的優(yōu)點(diǎn)，滿(mǎn)足相控開(kāi)關(guān)電器組的實(shí)時(shí)控制要求，可推廣應用于相控開(kāi)關(guān)并聯(lián)電容器組系統。 |
的取值影響頻率估計的收斂速度
的取值影響電網(wǎng)電壓、電流信號中的諧波濾除效果
